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利用计算机设计单片开关电源讲座

（1）交流输入电压最小值：Umin，见表1。

（2）交流输入电压最大值：Umax，见表1。

表1根据交流输入电压范围确定Umin、Umax值

[步骤2]根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压UFB

详见表2。可从4种反馈电路中选择一种合适的电路，并确定反馈电压UFB的值。

[步骤3]根据U、PO值来确定输入滤波电容CIN、

直流输入电压最小值UImin

（1）令整流桥的响应时间tc=3ms。

防腐（2）根据输入电压，从表3中查出CIN值。

（3）得到UImin的值。

表3确定CIN、UImin的值

[步骤4]根据交流输入电压U确定初级感应电压UOR、钳位二极管反向击穿电压UB值

（1）根据输入电压，从表4中查出UOR、UB值。

（2）步骤25将用到UB值来选择瞬变电压抑制器（TVS）的型号。

（3）TOPSwitch关断且次级电路处于导通状态时，

次级电压会感应到初级。感应电压UOR与UI相叠加后，加至内部功率开关管（MOSFET）的漏极上。此时初级漏感水管配件释放能量，并在漏极上产生尖峰电压UL。由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和不超过漏－源击穿电压U（BR）DS值。

表4确定UOR、UB值

[步骤5]根据UImin和UOR来确定最大占空比Dmax

Dmax的计算公式为：Dmax= 100％（1）

（1）MOSFET的通态漏－源电压UDS（ON）=10V。

（2）应在U=Umin时确定Dmax。

若将UOR=135V、UImin=90V、UDS(ON)=10V一并代入式（1），可计算出Dmax=64.3％，这与典型值67％非常接近。Dmax随着U的升高而减小，例如当U=Umax=265V时，Dmax=34.6％。

[步骤6]确定初级脉动电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP

定义比例系数

KRP=IR/IP(2)

（1）当U确定之后，KRP有一定的取值范围。在110V／

115V或宽范围电压输入时，可选KRP=0.4，当230V输入时，取KRP=0.6。

（2）在整个迭代过程中，可适当增大KRP的值，但不得超过表5中规定的最大值。

表5确定KRP

计算下列参数（电流单位均取A）：

（1）输入电流的平均值IAVGIAVG=（3）

（2）初级峰值电流IPIP=（4）

（3）初级脉动电流IR〔可由式（2）求得〕

（4）初级有效值电流IRMSIRMS=IP（5）

[步骤8]根据电子数据表格和所需IP值，选择TOPSwitch芯片

（1）所选极限电流最小值ILIMIT(min)应满足

0.9ILIMIT(min) IP（6）

（2）若芯片散热不良，则选功率稍大些的芯片。

[步骤9和步骤10]计算芯片的结温Tj

（1）计算结温TjTj=〔IRMS2 RDS(ON)＋CXT(UImax＋UOR)2f〕

R A＋25℃（7）

式中：CXT是漏极结点的等效电容。括号内第二项代表当交流输入电压较高时，由于CXT不断被充放电而引起的开关损耗，可用PCXT表示。

（2）计算过程中若发现Tj 100℃，应选功率较大的TOPSwitch芯片。

[步骤11]验算IP

IP=0.9ILIMIT(min)（8）

（1）输入新的KRP值且从最小值开始迭代，直到

KRP移印油墨=1.0。

（2）检查IP值是否符合要求。

（3）迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT（min)。

[步骤12]计算初级电感量LPLP= （9）

式中：LP的单位取 H。

[步骤13]选择磁芯与骨架并确定相关参数

从厂家提供的磁芯数据表中查出适合该输出功率的磁芯型号，以及有效截面积（SJ）、有效磁路长度（l）、等效电感（AL）、骨架宽度（b）等参数值。

[步骤14]设定初级层数d和次级匝数NS的初始值

设定d=2层。当U=85V～265V时取NS=0.6匝；再用迭代法计算NS；亦可根据次级每伏匝数和UF1值，直接计算NS值（参见步骤15）。

在步骤15至步骤22中必须确定高频变压器的9个主要参数：初级电感量LP，磁芯气隙宽度 ，初级匝数NP，次级匝数NS，反馈绕组匝数NF，初级裸导线直径DPm，初级导线外径DPM，次级裸导线直径DSm和次级导线外径DSM。上述参数中，除LP可直接用公式单独计算外，其余参数都是互相关联的，因此通常从次级匝数开始计算。另外鉴于反馈绕组上的电流很小（一般小于10mA），对其线径要求不严，因此不需计算导线的内、外直径。

[步骤15]计算次级匝数NS

对于230V或宽范围输入应取0.6匝/V，现已知UO=7.5V，考虑到在次级肖特基整流管上还有0.4V的正向压降UF1，因此次级匝数为(UO＋UF1) 0.6=4.74匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取NS=5匝。下面就以该数据作为初始值分别计算其余7个参数。

[步骤16]计算初级匝数NPNP=NS （10）

将UOR=85V，UO=7.5V，UF1=0.4V，NS=5匝一同代入式（10），计算出NP=53.8匝。实取54匝。

[步骤17]计算反馈绕组匝数NFNF=NS （11）

将NS=5匝，UFB=10.4V，UF2=0.7V，UO=7.5V，UF1=0.4V代入式（11），计算出NF=7.03匝。实取7匝。

[步骤18]根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，计算有效骨架宽度bE（单位是mm）

bE=d(b－2M)（12）

将d=2，b=8.43mm，M=0代入式（12），求得bE=16.86mm。

再计算初级导线的外径（带绝缘层）DPMDPM=（13）

将bE=16.86，NP=54匝代入式（13），求得DPM=015.31mm。扣除漆皮后裸导线的内径DPm=0.26mm。

[步骤19]验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流IRMS=0.32A之条件J==（14）

将DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式（14），得到J=6.06A/mm2。电子数据表格中实取6.17A/mm2。

若J 10A/mm2，应选较粗的导线和较大的磁芯骨架，使J 10A/mm2。若J 4A/mm2，应选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J 4A/mm2；亦可适当增加NP的匝数。

[步骤20]计算磁芯中的最大磁通密度BMBM=（15）

将IP=0.74A，LP=623 H，NP=54匝，磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2代入式（15），计算出BM=0.2082T。电子数据表中实取0.2085T。

需要指出，若BM 0.3T，则需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数，使BM在0.2～0.3T范围之内。如BM 0.2T，就应选择较小的磁芯或减小NP值。

[步骤21]计算磁芯的气隙宽度 =40 SJ（16）

式中 的单位是mm。将SJ=0.41cm2，NP=54匝，LP=623 H，磁芯不留间隙时的等效电感AL=2.4 H／匝2代入式（16），计算出 =0.22mm。气隙 应加在磁芯的磁路中心处，要求 0.051mm。若 小于此值，需增大磁芯尺寸或者增加NP值。

[步骤22]计算留有气隙时磁芯的等效电感ALGALG=（17）

将LP=623 H，NP=54匝，代入式（17），得到ALG=0.214 H／匝2。电子数据表中实取0.215 H／匝2。

需要说明两点：

（1）ALG值必须在选好NP值以后才能确定。

（2）如上所述，高频变压器的设计是一个多次迭

代的过程。例如当NP改变后，NS和NF的值也一定会按一定的比例变化。此外，在改变磁芯尺寸时，需对J、BM、 等参数重新计算，以确信它们仍在给定的范围之内。这表明若计算结果与电子数据表格中的数值略有差异，也属正常现象，因二者迭代过程未必完全一致。

[步骤23]确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM

（1）计算次级峰值电流ISP

次级峰值电流取决于初级峰值电流以及初、次级匝数比，有公式ISP=IP （18）

将IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝代入式（18），得到ISP=7.99A。

（2）计算据世界卫生组织在2005年发布的《世界卫生组织甲醛致癌报告》中指出次级有效值电流IS钢绞线RMS

次级纹波电流与峰值电流的比例系数KRP与初级完全相同，区别仅是对次级而言，KRP反应的是次级电流在占空比为（1－Dmax）时的比例系数。因此，计算次级有效值电流ISRMS时，须用下面公式：ISRMS=ISP（19）

表6选择钳位二极管和阻塞二极管

将ISP=7.99A，Dmax=51％，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。电子表格中的计算结果为3.36A。

（3）计算输出滤波电容上的纹波电流IRIIRI=（20）

将ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。

最后计算次级裸导线直径，有公式DSm= =1.13（21）

将ISRMS=3.36A，J=5.18A／mm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。实选0.900mm的公制线规。需要指出，当DSm 0.4mm时，应采用0.4mm的两股导线双线并绕NS匝。与单股粗导线绕制方法相比，双线并绕能增大初级绕组的等效横截面积，改善磁场耦合程度，减小磁场泄漏及漏感。此外，用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值，降低功率损耗。

若选用三重绝缘线来绕制初级绕组，则导线外径（单位是mm）的计算公式为：DSM=（22）

将b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm。可选导线直径DSm 0.91mm而绝缘层外径DSM 1.69mm的三重绝缘线。

[步骤24]确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：U（BR）S、U（BR）FB

有公式：U（BR）S=UO＋UImax （23）U（BR）FB=UFB＋UImax （24）

将UO=7.5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分别代入以上两式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。这与电子表格中给出的结果完全相同。

[步骤25]选择钳位二极管和阻塞二极管

见表6。对于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型单片开关电源，可选UB=180V的瞬变我们应当在矿产领域有更多更直接更富成果的合作电压抑制器。

[步骤26]选择输出整流管

输出整流管宜采用肖特基二极管，此类管子的压降低、损耗小，能提高电源效率。典型产品有MOTOROLA公司生产的MBR系列。要求管子的最高反向工作电压URM 2U（BR）S，〔U（BR）S为整流管实际承受的最大反向峰值电压〕；其标称电流IF1 3IO(IO为最大连续输出电流)。

肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过100V，仅适合做低压、大电流整流用。当UO 30V时，需用耐压100V以上的超快恢复二极管来代替肖特基二极管，此时电源效率会略有下降。

[步骤27]利用步骤23得到的IRI，选择输出滤波电容COUT

（1）滤波电容在105℃、100kHz时的纹波电流应 IRI。

（2）要选择等效串联电阻很低的电解电容器。等效串联电阻的英文缩写为ESR，符号为r0。它表示在电容器的等效电路中，与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻，简称串联损耗电阻。输出的纹波电压URI由下式决定：

URI=ISP r0（25）

式中的ISP由步骤23得到。

（3）为减小大电流输出时的纹波电流IRI，可将几只滤波电容并联使用，以降低电容总的r0值和等效电感L0。

（4）COUT的容量与最大输出电流IOM有关。例如，当UO=5～24V、IOM=1A时，COUT取330 F/35V；IOM=2A时COUT应取1000 F/35V。

[步骤28～29]当输出端的纹波电压超过规定值时，应再增加一级LC滤波器

（1）滤波电感L=2.2 H～4.7 H。当IOM小于

1A时可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大电流时须选用磁环绕制而成的扼流圈。

（2）为减小L上的压降，宜选较大些的滤波电感或增大线径。通常可取L=3.3 H。

（3）滤波电容C取120 F/35V，要求其r0很小。

[步骤30]选择反馈电路中的整流管

见表7。表中的URM为整流管最高反向工作电压，U（BR）FB是由步骤24得到的，要求：

URM 1.25U（BR）FB（26）

[步骤31]选择反馈滤波电容

应取0.1 F/50V的陶瓷电容器。

表7选择反馈电路中的整流管

[步骤32]选择控制端电容及串联电阻

控制端电容一般取47 F/10V，普通电解电容即可。与之相串联的电阻可选6.2 /0.25W。在不连续模式下可去掉此电阻。

[步骤33]按从表2中选定的那种反馈电路，选取元器件值。

[步骤34]选择输入整流桥

（1）整流桥的反向击穿电压UBR应满足下式要

求：UBR 1.25Umax（27）

式中的Umax值从第步骤1得到。

（2）设输入有效值电流为IRMS，整流桥额定的有效值电流为IBR，应当使IBR 2IRMS。计算IRMS的公式如下：IRMS=（28）

式中：cos 为开关电源的功率因数，一般为0.5～0.7。若无可信的数据，可选cos =0.5。